Hybrides Synchroneinschaltgerät für Hochstromanwendungen

Inhaltsverzeichnis

1. Einleitung
1.1. Motivation zum Bau eines Hybridschaltsystems
1.2. Machbarkeitsstudie - Daten und Anforderungen
1.2.1. Leerlaufspannung des Mittelspannungstransformators M 850
1.2.2. Leerlaufspannung des Hochstromtransformators NH 150
1.2.3. Übersetzungen und Impedanztransformationen NH 150
1.2.4. Leistungsfaktor
1.2.5. Impedanzen

2. Theoretische Grundlagen
2.1. Stromkreise in der Energietechnik und deren Eigenschaften
2.1.1. Berechnung des Einschaltstromverlaufes
2.1.2. Anforderungen für ein Leistungsversuchsfeld
2.2. Allgemeine Eigenschaften von mechanischen Schaltern
2.2.1. Eigenschaften eines Vakuumschalters
2.3. Allgemeine Eigenschaften von Netzthyristoren
2.3.1. Blockierzustand
2.3.2. Einschalten eines Thyristors
2.3.3. Eingeschalteter Zustand
2.3.4. Ausschalten eines Thyristors

3. Wahl der Topologie für das hybride Schaltgerät
3.1. Schaltungsmöglichkeiten
3.2. Darstellung der möglichen Topologie

4. Mechanische Schalter
4.1. Daten heute erhältlicher mechanischer Schalter
4.2. Auswahl eines geeigneten Schalters

5. Netzthyristoren
5.1. Heute erhältliche Netzthyristoren
5.2. Auswahl eines geeigneten Netzthyristors

6. Modellierung der Thyristorkennlinien
6.1. Erstellen der Modelle
6.2. Überprüfen der Kennlinien

7. Berechnung der zu erwartenden Induktivitäten
7.1. Bedeutung der Kommutierungsinduktivitäten
7.2. Berechnung der Induktivitäten

8. Simulation der Stromkommutierung

9. Berechnung des Verlaufes der Sperrschichttemperatur
9.1. Berechnung des Sperrschichttemperaturverlaufes
9.2. Überprüfen der thermischen Modellrechnungen

10. Ansteuerschaltung für Thyristoren und Vakuumschalter
10.1. Anforderung an die Ansteuerschaltung
10.2. Realisierung

11. Dimensionierung einer Schutzbeschaltung für die Thyristoren
11.1. Berechnung der Widerstände - statische Spannungsaufteilung
11.2. Berechnung der RC-Glieder - dynamische Spannungsaufteilung

12. Experiment
12.1. Verhalten des Leistungsschalters
12.2. Berechnung der Kommutierungsinduktivitäten
12.3. Simulation des Experiments
12.4. Aufbau
12.5. Messung des Stromes mit einer Rogowsky-Spule
12.5.1. Theorie der Rogowsky-Spule
12.5.2. Daten des verwendeten Rogowsky-Meßsystems
12.6. Durchführung und Ergebnisse des Experiments
12.6.1. Vorversuch
12.6.2. Eigentlicher Versuch

13. Erkenntnisse, Vergleich Rechnungen - Messungen, Diskussion

14. Literaturverzeichnis

A. Anhang
A.1. Datenblatt Thyristor ABB 5STP 52U5200
A.2. Entwickelte Thyristormodelle für PSPICE
A.3. Untersuchung des Einschaltverhaltens des Leistungsschalters

1. Einleitung

1.1. Motivation zum Bau eines Hybridschaltsystems

Mechanische Schaltsysteme erleiden bei jedem Schaltvorgang einen Verschleiß. Dieser wird hauptsächlich durch Abbranderscheinungen an den Schaltkontakten hervorgerufen. Sowohl beim Ausschalten als auch beim unerwünschten Prellen entfernen sich die Kontakte voneinander mit einer Geschwindigkeit von z.b. rund 1 m/s (Vakuumschalter). Durch den erhöhten Engewiderstand bei der Trennung der Kontakte kommt es zu lokaler Erwärmung und zum Schmelzen der Oberfläche. In der Folge bilden sich flüssige Schmelzbrücken, die den Strom weiter führen, aber wegen der hohen örtlichen Verlustleistung bald explosionsartig verdampfen. Das ionisierte Gas bildet die Grundlage für die Z-ndung eines Lichtbogens, welche bei der Z-ndspannung UZ geschieht. Der Lichtbogen nimmt an Länge zu, wenn sich die Kontakte weiter voneinander entfernen. Dabei kommt es zur Erhitzung und Materialabtragung durch Verspritzung an den Lichtbogenfußpunkten. Deshalb wird versucht, durch eine spezielle Kontaktform der Einschn-rungstendenz des Lichtbogens (bis > 106 A/mm2) entgegenzuwirken. Ziel ist der diffuse Lichtbogen, dessen Energie sich über eine große Fläche verteilt. Der Spannungsabfall eines Lichtbogens steigt mit größer werdendem Abstand der Kontakte, bis er schließlich gleich der treibenden Spannung wird. Der Lichtbogen erlischt. Zur Lichtbogentheorie siehe [5], [6].

Der rein mechanische Kontaktverschleiß, wie er auch bei stromlosen Schaltvorgängen entsteht, fällt dagegen kaum ins Gewicht.

Beim Einschalten eines Wechselstroms ist es mit einem mechanischen System kaum möglich, den Einschaltzeitpunkt exakt innerhalb einer Periodendauer T festzulegen, da die Eigenzeit sehr stark streut und auch von der Temperatur abhängt. Die Anwendung des Thyristors in der Energietechnik führt zu neuen Möglichkeiten der Realisierung eines Hochstromschalters. Es ist kein Problem mehr, nahezu lichtbogenfrei und präzise ein- und auszuschalten. Es entsteht zwar ein Lichtbogen beim Ausschalten, und sogar beim Einschalten, wenn der mechanische Schalter prellt. Dieser sogenannte Kommutierungslichtbogen ist aber bei einem induktivitätsarmen Aufbau nur von sehr kurzer Dauer und führt daher zu einem sehr viel geringeren Verschleiß an den Schaltkontakten. Der Thyristor kann sowohl vor dem mechanischen Schaltkontakt einschalten (hybrides Einschaltgerät) als auch bei der Trennung der Kontakte den Strom übernehmen und ausklingen lassen (Ausschaltgerät). Bei einem Einschaltgerät kann man durch die über das Gate mögliche Steuerung den Zeitpunkt innerhalb der Halbwelle genau bestimmen, zu welchem der Strom zu fließen beginnen soll, beim Ausschalten ist etwas Vergleichbares nicht möglich. Natürlich ist auch der Thyristor nur mit Vorsicht und unter Einhaltung aller Grenzwerte zu verwenden. Es ergeben sich insgesamt neue Nachteile, welche teilweise durch ein hybrides System bestehend aus Halbleiter und mechanischem Schalter kompensiert werden können. Diese Arbeit beschäftigt sich ausschließlich mit einem hybriden Einschaltsystem.

1.2. Machbarkeitsstudie - Daten und Anforderungen

Der dreiphasige 50 Hz-Prüftransformator NH 150 des Leistungsversuchsfeldes im Forschungs- und Prüfzentrum Arsenal ist ein Kurzschlusstrafo, der für eine Prüfleistung von 150 MVA ausgelegt ist. Er wird von einem 850 MVA – Transformator (M 850), welcher aus einer 110 kV-Standleitung gespeist wird, mit der Mittelspannung 28.5 kV versorgt. Die möglichen Leerlaufspannungen zwischen den Außenleitern dieses Transformators sind in Tabelle 1.2.1 aufgelistet.

Der M 850 hat 25 mögliche Stellungen, mit denen man die Übersetzung beeinflussen kann, der NH 150 nur deren 9.

Die Leerlaufspannungen des Hochstromtransformators bei Speisung mit Nennspannung sind aus der Tabelle 1.2.2 zu ersehen, die Übersetzungen und Impedanztransformationen in Tabelle 1.2.3. Der NH 150 kann sekundär in 6 verschiedenen Schaltungen betrieben werden. Insgesamt ergibt sich so eine theoretische Anzahl von 1350 Möglichkeiten für die Leerlaufspannung des NH 150.

1.2.1. Leerlaufspannung des Mittelspannungstransformators M 850

Aus Tabelle 1.2.1 ist die Leerlaufspannung auf der Sekundärseite des Mittelspannungstransformators zu ersehen. Die Werte gehen von einer konstanten Primärspannung (110 kV effektive Außenleiterspannung) aus, welche erfahrungsgemäß nicht immer gegeben ist.

Tabelle 1.2.1. Verkettete Leerlaufspannung M 850

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Der Mittelspannungstransformator ist in Abb. 1.1 zu sehen.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.1. Mittelspannungstransformator M 850 im FZ Arsenal, Wien 3

1.2.2. Leerlaufspannung des Hochstromtransformators NH 150

Tabelle 1.2.2 zeigt die Leerlaufspannung des NH150 bei einer verketteten Primärspannung von 28.5 kV. Die Stellung 3 (fettgedruckt) ist die Nennstellung. Die Spannung kann in 5%-Schritten verändert werden.

Tabelle 1.2.2. Phasenleerlaufspannung des NH 150 bei Schaltung 1

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Man sieht, dass sich die Übersetzung N1/N2 des Transformators NH 150 durch die primärseitigen Anzapfungen von 90 bis 130% des Nennwertes (155.8) verändern lässt. Die Impedanzen werden dabei mit dem Quadrat des Verhältnisses der Sekundär- zur Primärwindungszahl von der Primärseite auf die Sekundärseite transformiert.

Der Hochstromtransformator ist in Abb. 1.2 zu sehen.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.2. Hochstromtransformator NH 150 im FZ Arsenal

Die Außenleiterspannungen auf der Sekundärseite ergeben sich durch Multiplikation der Phasenspannungen mit der Wurzel aus 3. Insgesamt besteht die Sekundärseite aus 12 galvanisch nicht verbundenen Wicklungen für jede Phase, wie aus Abb. 1.3 zu ersehen ist. Es ergeben sich folgende 6 Schaltungsmöglichkeiten: Serienschaltung von 1, 2, 3, 4, 6 oder 12 Teilwicklungen bei gleichzeitiger Parallelschaltung von jeweils 12, 6, 4, 3, 2, oder 1 Wicklung für jede Phase. Diese Schaltungen werden durch ein Umschaltger-st (siehe Abb. 1.5) realisiert. Die Spannung errechnet sich durch Multiplikation der Werte in der Tabelle 1.2.2 mit der Anzahl der in Serie geschalteten Sekundärwicklungen.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.3. Vereinfachtes Modell des Hochstromtransformators NH 150

1.2.3. Übersetzungen und Impedanztransformationen NH 150

Tabelle 1.2.3 zeigt die möglichen Bereiche der Übersetzung N1/N2 und der sich daraus ergebenden Impedanztransformation. Die fettgedruckten Zahlenwerte beziehen sich wieder auf die Nennstellung 3.

Tabelle 1.2.3. Übersetzungen und Impedanztransformationen NH 150

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Geht man von einer konstanten 110 kV-Speisespannung aus, so ergeben sich für die Leerlaufspannung auf der Sekundärseite des Hochstromtrafos bei Ausn-tzung aller Stellungsvarianten beider Transformatoren einander überlappende Bereiche, dargestellt in Tabelle 1.2.4.

Tabelle 1.2.4. Leerlaufspannungsbereiche NH 150 bei Ausn-tzung aller Stellungsvarianten

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

In dieser Tabelle sind die Werte, welche sich auf die Nennstellung beider Transformatoren beziehen, wieder fett gedruckt. Man sieht, daß sich die Spannungsbereiche für die einzelnen Schaltungen sehr weit überlappen.

Für den Hybridschalter wird ein maximaler effektiver Phasenstrom von 150 kA in den Schaltungen 1, 2, 4 bzw. ein Strom von 50 kA in Stellung 3, 6 und 12 gefordert. Das entspricht einer Scheinleistung von maximal 190 MVA bei Nennstellung, die der Transformator weniger als 3 s lang leisten soll: Bei dieser hohen Leistung muß dem Transformator nach jedem Leistungsimpuls eine halbe Stunde zum Abk-hlen (Zwangsk-hlung) gegönnt werden, bevor es zu einer erneuten Belastung kommt (siehe Typenschild NH 150, dargestellt in Abb. 1.4).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.4. Typenschild Hochstromtransformator NH 150

Zum Verändern der Schaltung wird ein Umschaltger-st aus Kupferschienen verwendet (Abbildung 1.5.), welches dielektrisch sehr schwach ist und schon mehrfach ungewollte Überschläge und zerstörerische Lichtbögen im zweistelligen MW-Bereich verursachte (aufwendige Reparaturarbeiten waren die Folge, die zum Teil auch vom Autor durchgeführt wurden).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.4. Umschaltger-st des Transformators NH 150 (Masse ca. 3t)

Auf Grund dieser schlechten Erfahrungen wird der Transformator derzeit nur in den Schaltungen bis 4 verwendet. Diese Tatsache spielt auch eine große Rolle bei der Überlegung einer optimalen Topologie für das hybride Einschaltgerät (siehe Kap. 3).

1.2.4. Leistungsfaktor

Der Leistungsfaktor in induktiven Prüfaufbauten bewegt sich erfahrungsgemäß im Bereich [0.05... 0.25]. Er beschreibt das Verhältnis von ohmscher Leistung zu Scheinleistung und wird als der Kosinus des Winkels zwischen Spannung und Strom im eingeschwungenen Zustand gemessen (cosj). An den hybriden Schalter wird als Anforderung gestellt, dass er mit den in einem solchen Stromkreis vorkommenden Einschwingvorgängen zurecht kommt. Besonders bei niedrigen Leistungsfaktoren gibt es ein deutliches induktives Überschwingen, wenn man nahe dem Nulldurchgang der Spannung einschaltet.

1.2.5. Impedanzen

Die Impedanzen sowohl der Prüfaufbauten als auch der Transformatoren und Drosseln sind alle ohmsch-induktiv, Kapazitäten spielen bei derartigen Frequenzen und Impedanzverhältnissen keine Rolle. Eine Ausnahme bilden transiente Schaltvorgänge, wenn man sie im ms-Bereich betrachtet: Hier können sich parasitäre Schwingungen ergeben, wie sie auch bei der Darstellung des Versuches im Kapitel 12 vorkommen.

Zum Einstellen der Ströme werden Vorimpedanzen in Form von großen Drosseln verwendet, welche verschiedene Anzapfungen haben (siehe Abb. 1.6). Sie werden auf der Mittelspannungsebene in Serie zu den Primärwicklungen des Hochstromtransformators geschaltet.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 1.6. Drosseln zum Einstellen des Stromes

Bei den Hochstromversuchen wird in einer vereinfachten Rechnung angenommen, dass alle vorkommenden Impedanzen den selben Phasenwinkel haben, dann kann man einfach die Beträge addieren, um zum Betrag der Gesamtimpedanz zu kommen. Das stimmt näherungsweise und ist auch dadurch berechtigt, dass die Impedanzverhältnisse und Phasenwinkel (sehr nahe bei 90°) des Transformators NH150 trotz mehrfacher Messungen im Endeffekt unbekannt sind und im Alltag nur mit einem aus der Erfahrung entstandenen Excelüsheet (NH150ind.xls, Hr. DI Brauner) hingeschätzt werden können (vereinfachtes Modell). Da auch die Netzimpedanz und -spannung je nach angemeldeter Prüfleistung und Tageszeit schwankt, würde eine genaue Rechnung aber auch nicht mehr so viel n-tzen. Es gehört zum Alltag im Prüfzentrum, dass Ströme asymtotisch durch Einstellen der Vorimpedanzen „gesucht“ werden.

Bei der Berechnung mit dem Excel-Sheet wird die Impedanz der beiden Transformatoren und die Netzimpedanz pauschal mit einem für die KS-Leistung eingegebenen Wert in die Berechnung mit einbezogen. Für die pessimistischen Berechnungen wird mit einem Wert von 150 MVA, für das optimistische Modell mit 200 MVA gerechnet (Erfahrungswerte im Prüffeld). Die Leerlaufspannung wird wieder als Bereich angegeben, wobei sämtliche Stellungsvarianten beider Transformatoren Ergebnisse innerhalb dieses Bereiches liefern. Die Tabelle 1.2.5 zeigt die Impedanzen, welche die Last (bestehend aus dem hybriden Schalter, dem Aufbau und dem Prüfling) in den verschiedenen Schaltungen noch haben darf, um die geforderten 150 kA (Schaltung 1, 2, 4) bzw. 50 kA (Schaltung 3, 6, 12) zu erreichen. Für die Vorimpedanzen wird hier mit dem Wert 0 (Weglassen der Impedanzen) gerechnet.

Tabelle 1.2.5. Maximale Lastimpedanzen für geforderte Ströme

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Bei den negativen Impedanzwerten ist es natürlich klar, dass die Forderungen nicht erf-llt werden können, weil es keine negativen Beträge gibt (Um die Induktivitäten zu kompensieren, m-sste man unglaublich riesige Kondensatoren im Farad-Bereich verwenden, die Spannungen von mehreren kV und Ströme bis zu 150 kA aushalten m-ssen. Das gibt es aber nicht, daher scheidet diese Möglichkeit aus). Wenn man nur die Impedanzen gen-gend klein macht, ist es zumindest aber in jeder Schaltung sogar mit dem pessimistischen Trafomodell möglich, auf den gewünschten Strom zu kommen, wenn auch nicht mehr der ganze durch die Stellungsvarianten gegebene Spannungsbereich zur Verfügung steht.

2. Theoretische Grundlagen

2.1. Stromkreise in der Energietechnik und deren Eigenschaften

2.1.1. Berechnung des Einschaltstromverlaufes

Für die analytische Berechnung von linearen Einschwingvorgängen wird in der Elektrotechnik üblicherweise die Laplace-Transformation herangezogen. Dabei wird das Problem in den s-Unterbereich transformiert, dort gelöst und das Ergebnis wieder in den Zeitbereich zurücktransformiert. Man erspart sich so das Lösen von aufwendigen Differentialgleichungen im Zeitbereich. Wenn die Formeln zu kompliziert werden, stützt man sich auf fertige Lösungen oder man rechnet EDV-unterstützt. Hier wird das Problem mit Hilfe des PC-Programms „MathCAD“ gelöst.

Der Vorteil dieses Programms ist, daß bei einer Änderung an irgendeiner Definition sofort das gesamte Worksheet nach unten neu durchgerechnet wird. Es funktioniert also wie ein Automat, der nach Eingabe der Angaben Ergebnisse produziert.

In dieser Rechnung wird von einer Quellenspannung (Phasenspannung gegen den Nulleiter) und einer ohmsch-induktiven Impedanz gegen den Nulleiter ausgegangen, das heißt, es wird Sternschaltung vorausgesetzt und nur eine Phase berechnet (Abb. 2.1). Diese Rechnung stimmt auch für die Dreieckschaltung, in der es eigentlich keinen Nulleiter gibt: Bei Anpassung der Lastimpedanzen R und L (Verdreifachen gegenüber der Sternschaltung) sind die Phasenströme nämlich sogar beim Einschwingvorgang identisch mit denen in der Sternschaltung (aber natürlich wegen der 120° Phasenverschiebung in allen drei Außenleitern unterschiedlich!), vom Sonderfall einer unsymmetrischen Belastung einmal abgesehen. Dieses vereinfachte Modell ist also imstande, alle Möglichkeiten des einschwingenden Phasenstromes abzudecken.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.1. ESB für eine Phase (Quellenspannung und Impedanz)

Der Schalter S dient dazu, zum Zeitpunkt t=0 präzise einzuschalten. Die Definition einer angeschnittenen Spannungsfunktion der Amplitude U, der Frequenz w und des Nullphasenwinkels f (Bogenmaß) ist durch ( 2.1.1.1 ) gegeben.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthaltenAbbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten. ( 2.1.1.1 )

Die Spannungsfunktion setzt sich zusammen aus einem Sinusanteil der Amplitude Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten und einem Kosinusanteil der Amplitude Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten, wobei

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten,

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten ( 2.1.1.2a, 2.1.1.2b )

gelten. Dieser Zusammenhang ergibt sich aus dem pythagoreischen Lehrsatz, weil die Sinusfunktion gegenüber der Kosinusfunktion orthogonal und daher die Summe der Quadrate 1 ist.

Die Spannung u(t) wird in den s-Unterbereich transformiert. Es ergibt sich für U(s)

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten. ( 2.1.1.3 )

Der Strom I(s) ergibt sich im Unterbereich als Quotient nach

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten ( 2.1.1.4 )

zu

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten. ( 2.1.1.5 )

Nach Eingabe der Werte des effektiven Stromes im eingeschwungenen Zustand (150 kA), des Leistungsfaktors CosPhi (0.9) und des Phasenanschnittswinkels f (0°) in das MathCAD-Sheet errechnet dieses wie in Abb. 2.2 die Werte für L und R.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.2. MathCAD-Programm zur Berechnung von L und R

Die analytische Zeitfunktion für den Strom ergibt sich durch inverse Laplace-Transformation aus ( 2.1.1.5) zu

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten. ( 2.1.1.6 )

Der Stromverlauf setzt sich also aus einer Sinus-, einer Kosinus-, und einer Exponentialfunktion zusammen. Abbildung 2.3 zeigt den Stromverlauf nach ( 2.1.1.6 ) bei einem Leistungsfaktor von 0.1, Phasenanschnittswinkel 0° und einem Effektivstrom von 150 kA.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.3. Phaseneinschaltstrom - Leistungsfaktor 0.1, Anschnittswinkel 0°

Man erkennt deutlich das induktive Einschaltüberschwingen (hervorgerufen durch den Gleichanteil) des Stromes bis auf einen Momentanwert von ca. 370 kA nach 9.4ms. Einschalten bei 0° ist der schlimmste Fall für den mechanischen Schalter. Deutlich anders sieht die Funktion aus bei einem Anschnittswinkel von 90° (Abb. 2.4). Das induktive Überschwingen ist hier nicht zu beobachten. Daher ist die kurzzeitige Belastung für einen Schalter viel kleiner.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.4. Phaseneinschaltstrom - Leistungsfaktor 0.1, Anschnittswinkel 90°

Um den Überstrom zu vermeiden, wird üblicherweise versucht, induktive Lasten bei einem Winkel von 90° einzuschalten. Dies gilt nicht für das Prüffeld, dessen Aufgabe es ist, die Beanspruchungen in einem Stromkreis gerade auch unter den schlimmsten Bedingungen zu testen.

In dem erstellten MathCAD-sheet kann man natürlich auch andere Werte für U, I, cosj und den Anschnittswinkel eingeben, es errechnet sofort das Ergebnis.

2.1.2. Anforderungen für ein Leistungsversuchsfeld

In einem elektrischen Hochstrom-Leistungsversuchsfeld wie im Bereich Energie des Forschungszentrums Arsenal werden elektrische Geräte aller Art nach Normen geprüft. Dabei handelt es sich sowohl um Schaltgeräte (Lastwähler, FI-Schalter, Sicherungen, usw.) als auch um Transformatoren, Umrichter und Gleichrichter.

Die Prüfungen können grob in zwei Arten eingeteilt werden: Die erste Gruppe bilden die langandauernden Erwärmungsprüfungen und Service-duty-tests, die zweite die kurzzeitigen Überstrom- und Kurzschlußprüfungen. Auf jeden Fall muß sowohl der effektive Strom als auch die Leerlaufspannung frei wählbar sein.

Bei den Erwärmungsprüfungen und Service-duty-tests ist nur der Effektivwert eines relativ kleinen Stromes (bis wenige kA) von Interesse, weil die Prüfungen Stunden bis Monate dauern. Bei den Überstromprüfungen sind auch der Leistungsfaktor und der Einschaltwinkel des Stromes interessant. Der Einschaltwinkel sollte frei wählbar sein, da er sich maßgeblich auf die Strombelastung auswirkt: Der Strom fließt nur für einige ms; ehe er eingeschwungen ist, wird er schon unterbrochen oder abgeschaltet (primärseitige Abschaltung).

Sicherungen dienen dazu, bei Überschreiten eines Grenzlastintegrals innerhalb einer bestimmten Zeit den Stromkreis zu unterbrechen. Der Sicherungsleiter schmilzt, wenn das Schmelzintegral erreicht ist und der entstehende Lichtbogen wird nach wenigen ms gelöscht. Schmelz- und Löschintegral ergeben zusammen das Ausschaltintegral.

Verläuft bei einem Kurzschluß die Löschung nicht erfolgreich, so kommt es zur Explosion der Sicherung. Dies stellt in einer elektrischen Anlage ein Sicherheitsrisiko dar.

Deshalb werden Sicherungen geprüft. Der Stromverlauf bei der Prüfung hängt wesentlich vom Einschaltwinkel ab, der daher frei wählbar sein sollte.

Dies ist eine hohe Anforderung an die Prüfanlage, weil die meist verwendeten mechanischen Leistungsschalter zeitlich nicht präzise schalten. Außerdem hat ein Prüftransformator in jeder Schaltung und Stellung eine andere Impedanz. Es gibt derartig viele Kombinationsmöglichkeiten und Abhängigkeiten, daß es fast unmöglich ist, sowohl den Strom als auch den Leistungsfaktor genau vorherzuberechnen. Daher wird vor der eigentlichen Prüfung ein Kurzschlussb-gel anstatt des Prüflings eingesetzt und der Strom iterativ durch Einstellen der Vorimpedanzen (Drosseln mit Anzapfungen) bis auf die geforderte Genauigkeit angenähert. Auch die Strommessung selbst gestaltet sich problematisch: Während Stromwandler und Rogowsky-Spulen eine untere Grenzfrequenz haben und damit die Messung von Gleichstromanteilen infolge induktiven Überschwingens erschweren, sind koaxial aufgebaute Shunt-Widerstände für hohe Ströme unhandlich und teuer. Außerdem halten sie nur eine begrenzte Verlustenergie auf einmal aus (diese wird in GA2s angegeben), daher werden Shunt-Widerstände fast nur zur Kalibrierung der Stromwandler eingesetzt.

Der Leistungsfaktor im Hochstromkreis kann fast nicht beeinflusst werden. Er bewegt sich erfahrungsgemäß zwischen 0.05 und 0.25. Für den Leistungsfaktor schreiben die meisten Prüfnormen aber auch keinen genauen Wert vor. Der Phasenanschnittswinkel wird in den Prüfnormen näherungsweise angegeben (bei Prüfungen von NH-Sicherungen wird z.b. unterschieden in <60° und >60°). Diese Anforderung kann allein mit den mechanischen Schaltern gerade noch erf-llt werden, ein auf Bruchteile von Millisekunden genaues Anschneiden der Halbwelle ist allerdings wegen der zeitlichen Streuung unmöglich. Hier wäre ein hybrides Synchroneinschaltgerät von Vorteil.

2.2. Allgemeine Eigenschaften von Leistungsschaltern

Ein Leistungsschalter dient dazu, Ströme durch Verbinden und Trennen von Stromkreisen ein- und auszuschalten. Er muß eine sichere Isolation aufweisen, wenn er ausgeschaltet ist. Noch immer sind mechanische Schaltgeräte trotz der Nachteile durch Abn-tzung und Abbrand Stand der Technik, weil es keine gleichwertigen Alternativen gibt, was Strombelastbarkeit und Kosten anbelangt. Zwar gibt es Ideen, wie man hohe Ströme z.b. mithilfe eines Supraleiters verschleißfrei ein- und ausschalten könnte, dies scheitert in der Praxis aber am Aufwand. Halbleiterschalter (Thyristoren) arbeiten auch verschleißfrei, haben aber erhebliche Verluste und sind bei weitem nicht so hoch belastbar. Tabelle 2.2.1 gibt einen Überblick über die relevanten Eigenschaften eines mechanischen Schaltkontaktes und eines Thyristors.

Tabelle 2.2.1. Gegenüberstellung mechanischer Kontakt / Halbleiter (vgl. [5], [11])

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Der Widerstand eines eingeschalteten mechanischen Schaltgerätes setzt sich aus dem Bahnwiderstand und dem Engewiderstand zusammen. Der Engewiderstand ergibt sich aus der Tatsache, daß sich infolge der Rauheit der Kontaktoberflächen nur kleine Flächen von Anode und Kathode gegenseitig berühren. Deshalb kommt es zu sehr hohen Stromdichten und Verlusten um diese Stellen.

Beim Trennen eines Stromkreises durch einen mechanischen Kontakt entsteht immer ein Lichtbogen, der üblicherweise in oder kurz vor einem der folgenden natürlichen Stromnulldurchgänge erlischt. Der Lichtbogen entsteht, wenn im ersten Moment nach der Kontakttrennung die Schmelzbrücken (durch hohe lokale Energiedichten verflüssigtes Metall) explosionsartig verdampfen. Dann steigt die Spannung sehr rasch an, bis die Z-ndspannung UZ erreicht ist. Die Spannungssteilheit entspricht dabei

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten. ( 2.2.1 )

Der Strom i0 entspricht hier dem Strom, der beim Ausschaltvorgang unmittelbar vor der Kontakttrennung geflossen ist. Während dieser kurzen Zeit fließt der Strom nämlich wegen der Induktivität im Stromkreis näherungsweise konstant weiter und lädt die immer vorhandene zum Schaltpol parallele parasitäre Kapazität CP auf die Z-ndspannung UZ auf, welche höher ist als die statische Mindestlichtbogenspannung. Gl-h- und Feldemission erlauben den Elektronen dann, wie in einer Bildröhre aus der Kathode auszutreten und den Strom weiter zu führen.

Der Lichtbogen sieht je nach Kontaktmaterial, Form der Kontakte, Strom und Gasmischung/Vakuum anders aus. Daher gibt es sehr viele Formen von Lichtbögen. Sie alle zeichnen sich durch eine statische und dynamische Brennspannungskennlinie aus. Von Bedeutung v. a. für Vakuumschalter sind diffuse Vakuumlichtbögen und kontrahierte Metalldampfbögen. Die Spannung, mit welcher der Lichtbogen der treibenden Spannung entgegenwirkt, besteht grob aus dem Anoden- und Kathodenfall (sog. Mindestlichtbogenspannung) und dem Abfall an der Bogensäule (ca. 103 V/m – 104 V/m). Die Mindestlichtbogenspannung hängt vom Kontaktmaterial ab und bewegt sich zwischen 9 und 20 V. Das Plasma besteht aus heißem Gas, welches ionisiert ist und den Strom leitet. Der Lichtbogen gibt durch Strahlung Energie ab und erhält Energie durch die ohmsche Leistung, welche dem Produkt aus Lichtbogenspannung und –strom entspricht.

Der Lichtbogen brennt, solange seine Brennspannung kleiner als die treibende Spannung ist. Deshalb wird versucht, durch „Beblasen“ oder Verwendung einer speziellen Gasathmosphäre die Brennspannung hoch zu halten. Eine andere Möglichkeit sind spezielle Löschkammern, welche den Lichtbogen in viele kleine Teillichtbögen aufspalten. Diese brennen alle mit der Mindestlichtbogenspannung (Anoden- und Kathodenabfall), was den gesamten Spannungsabfall erheblich vergrößert. Reißt der Schalter den Strom schon kurz vor dem Stromnulldurchgang ab (das ist typisch für Vakuumschalter), so führt das an den Netzinduktivitäten zu hohen Überspannungen, wenn deren Energie noch nicht vollständig entladen ist.

Beim Einschaltvorgang kann es zu Vorz-ndungen durch Feldemission kommen. Das heißt, daß infolge hoher Feldstärke schon ein Lichtbogen zu brennen beginnen kann, bevor die mechanischen Kontakte sich berühren. Das ist unerw-nscht, ebenso das Prellen, also das mechanische ein- oder mehrmalige Wiederabheben des bewegten Kontaktst-ckes, das auf jeden Fall (außer natürlich bei stromlosen Schaltungen) Lichtbögen verursacht.

Modelle und detaillierte Informationen zum Lichtbogenverhalten findet man in [5].

2.2.1. Eigenschaften eines Vakuumschalters

Besonders in der Mittelspannungs- und Hochstromtechnik werden Vakuumschalter oft verwendet. Die Kontakte befinden sich in einer Vakuumröhre. Vakuum hat eine hohe Durchschlagsfestigkeit, die aber nicht proportional dem Abstand der Kontakte steigt, weshalb es fast keine Hochspannungs-Vakuumschalter gibt. Bei niedrigen Strömen bis wenigen kA ist zunächst der „diffuse“ Lichtbogen zu beobachten, der bei ca. 20 V brennt. Diese relativ geringe Spannung entspricht näherungsweise der Mindestlichtbogenspannung der verwendeten Elektrodenmaterialien. An der Säule selbst fällt wegen der geringen Teilchendichte fast keine Spannung ab. Der Vorteil eines Vakuumschalters liegt daher im ebenso geringen Leistungsumsatz und Verschleiß der Kontaktst-cke. Beim Überschreiten einer Grenzstromstärke kontrahiert der Lichtbogen jedoch infolge des Eigenmagnetfeldes an der Kathode. Seine Brennspannung steigt und die Kontakte leiden unter starkem lokalem Abbrand.

Die Entionisierungs- und Wiederverfestigungszeitkonstante ist sehr klein. Daher neigen Vakuumschalter besonders dazu, den Strom vor dem natürlichen Nulldurchgang abzureißen [5],[6].

Ein Vakuumschalter wird im Experiment (Kapitel 12) verwendet.

2.3. Allgemeine Eigenschaften von Netzthyristoren

Netzthyristoren (engl. „phase control thyristors“) sind rückwärts sperrende Thyristortrioden, welche für den Einsatz als gesteuerte Gleichrichter oder Wechselstromschalter erzeugt werden. Sie werden mit Netzfrequenz (50 Hz oder 60 Hz) betrieben und sind für Dauerbelastung durch Effektivströme bis etwa 8 kA und Spitzensperr- bzw. Blockierspannungen bis ca. 10 kV erhältlich. Die Durchlassverluste steigen aber tendenziell mit der Sperrspannung. Thyristoren haben gegenüber anderen Halbleitern den Vorteil, daß die Hauptstromkontakte großflächig ausgeführt werden können, wodurch eine hohe Strombelastbarkeit erreicht wird. Dadurch begr-ndet sich der Einsatz in der Energie- und Hochstromtechnik. Allerdings werden die dynamischen Eigenschaften bei größer werdendem Durchmesser des Wafers schlechter.

Thyristoren bestehen aus vier Halbleiterschichten. Es wechseln sich zwei p- und zwei n-dotierte Schichten ab, wie aus Abb. 2.5 zu ersehen. Ein Thyristor ist ein stromgesteuerter Halbleiter. Eingeschaltet wird er meist durch einen Stromimpuls im Gate.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.5. Prinzipieller Aufbau und Schaltbild eines Thyristors

Wird zwischen Anode und Kathode eine positive Spannung angelegt, so kann sich das Bauelement in zwei Zuständen befinden: Der Blockier- und der leidende Zustand. Mithilfe eines Stromimpulses ins Gate kann von ersterem in den letzten Zustand umgeschaltet werden. Umgekehrt ist das nicht möglich. Erst wenn der Strom durch die Anode unter den Haltestrom IH geht, fällt der Thyristor wieder in den Blockierzustand zurück. Bei Anliegen einer negativen Spannung zwischen Anode und Kathode befindet sich der Halbleiter im Sperrzustand. Wird die maximal erlaubte R-ckwärts-sperrspannung oder die maximal erlaubte Vorwärtsblockierspannung überschritten, so kann es zu einem Breakdown und damit zur Zerstörung des Bauelementes kommen. Aus dem bisher Gesagten ergibt sich eine qualitative Strom- Spannungskennlinie wie in Abb. 2.6 dargestellt (nach [4]).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abb. 2.6. Strom-Spannungskennlinie und Betriebszustände eines Thyristors

2.3.1. Blockierzustand

So wie im Sperrzustand der Sperrstrom IRRM fließt, fließt im Blockierzustand der Blockierstrom IDRM, welcher multipliziert mit der momentan anliegenden Anodenspannung die Blockierverlustleistung ergibt. Meistens kann man sowohl diese kleine Leistung als auch die Sperrverlustleistung bei thermischen Berechnungen vernachlässigen, weil die Durchlaß- und Einschaltverluste weitaus größer sind.

Wichtig ist der Wert des Blockierstromes bei der Berechnung der Spannungsaufteilungswiderstände für die Serienschaltung mehrerer Thyristoren (siehe Kap. 11).

Bei zu hoher du/dt-Beanspruchung kann es zudem infolge interner kapazitiver Verschiebungsströme zu einem parasitären Z-nden des Thyristors kommen. Dies spielt bei der Berechnung der RC-Schutzbeschaltung für die Serienschaltung von Thyristoren eine wichtige Rolle (Siehe Kap. 11).

2.3.2. Einschalten eines Thyristors

Üblicherweise wird ein Thyristor durch einen Stromimpuls im Gate eingeschaltet. Es gibt auch Typen, welche durch Licht gez-ndet werden, diese sind aber großteils noch nicht serienreif und teurer als die Standardtypen. Sie erfordern einen kurzen Lichtblitz, welcher über einen Lichtleiter zugeleitet wird. Quelle kann z. B. eine LED oder ein Halbleiterlaser sein.

Das Gate eines Standardthyristors hat eine typische Diodenkennlinie. Es kann aber zu R-ckwirkungen des Anodenstromes auf das Gateverhalten kommen. Daher ist ein relativ hochohmiger Stromkreis für die Z-ndung zu verwenden. Man verwendet meist eine Spannungsquelle, welche über ein RC-Netzwerk einen definierten Stromimpuls an das Gate abgibt (Abb. 2.7). Zur Trennung der Potentiale von Ansteuerschaltung und Leistungskreis wird ein Z-ndübertrager verwendet, der eine ausreichende Spannungszeitfläche und eine kleine Streuinduktivität haben soll. Wichtig ist v. a. eine hohe Stromsteilheit beim Anstieg (> 1.5 A/ms), ausreichende Amplitude (je nach Typ 2 – 5 A) und Pulsdauer tp (> 10ms) und ein langsames Ausklingen des Z-ndstromes, um ein sicheres schnelles Einschalten des Thyristors zu ermöglichen und ein „Zurückfallen“ in den Blockierzustand infolge eventuell sehr langsamen Anodenstromanstieges zu vermeiden. Der Z-ndimpuls wird so gewählt, daß seine Amplitude IGM ein mehrfaches des Mindestz-ndstromes bei 20°C beträgt (also ca. 2.5 bis 5 A bei Leistungsthyristoren), die maximale kurzzeitige Gateverlustleistung stellt die Obergrenze dar, welche sich durch Multiplikation des Momentanstromes mit der Gatespannung ergibt. Wenn man eine ausreichend hohe Quellenspannung (³25 V) für den Gatestrom verwendet, kann man fast unabhängig von der Gatekennlinie und einer eventuellen R-ckwirkung des Anodenstromes den Gatestrom hochohmig einprägen. Steile Flanken erreicht man durch Verwenden schneller Schalter (MosFETs) und Beschleunigungskondensatoren zu deren Ansteuerung. Ein verdrilltes Kabel führt den Sekundärstrom des Übertragers zu Gate und Kathode.

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Abb. 2.7. Typischer Z-ndimpuls eines Thyristors

Es wird nach der Z-ndverzögerungszeit tD (1 bis 5 ms) und der Anstiegszeit tR eine von der Größe der Halbleiterscheibe abhängige Ausbreitungszeit tS benötigt, bis die ganze Fläche durchgez-ndet ist (etwa 100 bis 500 ms). Während dieser Zeit darf der Anodenstrom nicht zu stark ansteigen, um eine lokale Überhitzung des Halbleiters zu vermeiden. Die Mindestanstiegsgeschwindigkeit hingegen ergibt sich als der Quotient des Einraststromes IHT (etwas erhöhter Haltestrom IH für den Einschaltvorgang) dividiert durch die Zeitdauer, während welcher der Z-ndimpuls größer als der Mindestz-ndstrom ist (in der Praxis ca. 25 bis 200 ms).

2.3.3. Eingeschalteter Zustand

Im eingeschalteten Zustand ergibt sich die Verlustleistung als Produkt von Anodendurchlaßstrom und –spannung. Der Spannungsabfall steigt nichtlinear mit dem Strom und kann vereinfacht durch die Schleusenpannung US und den Spannungsabfall am zu dieser seriell gedachten differentiellen Durchlasswiderstand RDIF beschrieben werden. Die Schleusenspannung hat einen negativen, der Durchlasswiderstand einen positiven Temperaturkoeffizienten. Für die Thyristoren, welche in der Energietechnik verwendet werden, geben die Hersteller worst-case-Strom-Spannungsbeziehungen bei verschiedenen Temperaturen in Form von Diagrammen und speziellen u(i)-Funktionen an, die genauer sind als das vereinfachte Modell.

2.2.4. Ausschalten eines Thyristors

Ein Thyristor schaltet aus, wenn der Haltestrom IH unterschritten wird. Dabei m-ssen die noch vorhandenen freien Ladungsträger in umgekehrter Richtung ausgeräumt werden. Die Ladung, welche dabei in Sperrichtung abfließt, wird als Sperrverzögerungsladung QRR bezeichnet. Der Anodenstromverlauf beim Ausschalten ist in Abb. 2.8 zu sehen.

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Abb. 2.8. Stromverlauf beim Ausschaltvorgang eines Thyristors

Vom Nulldurchgang des Stromes an muß eine gewisse Zeit vergehen, bevor der Thyristor wieder sicher eine Vorwärtsspannung blockieren kann, die Freiwerdezeit tQ. Wird sie unterschritten, kann das weitere Verhalten des Thyristors nicht vorausgesagt werden. Er kann dabei auch kaputt gehen. Eine Verbesserung des Ausschaltverhaltens führt unweigerlich zu einer Erhöhung der Verluste im eingeschalteten Zustand.

Da der Ausschaltvorgang nicht Teil der Diplomarbeit ist, wird hier nicht näher darauf eingegangen.

3. Wahl der Topologie für das hybride Schaltgerät

3.1. Schaltungsmöglichkeiten

Gefordert wird von einem hybriden Synchroneinschaltsystem, daß es den hohen Strom einschaltet, ausgeschaltet wird der viel kleinere Primärstrom vor dem Transformator. Das heißt, dass die Anforderungen für den mechanischen Schalter dadurch gemildert werden, dass er den Strom nur führen können muß (kein Ausschalten), ebenso braucht auch der Halbleiter den Strom nur zu führen. Unmittelbar danach wird keine Sperr- oder Blockierfähigkeit gefordert.

Es ergeben sich mehrere Möglichkeiten für einen hybriden Schalter. Allen ist gemeinsam, dass zu jeweils einem mechanischen Schalterpol ein Thyristorschalter parallel geschaltet wird, welcher wiederum durch einen Widerstand und ein RC-Glied (Berechnung siehe Kap. 11) vor Überspannungen gesch-tzt wird. Fest steht, dass ein Schalterpol (Thyristor) im schlimmsten Fall die verkettete Spannung (Spitzenwert in unserem Fall: 4316 V) aushalten muß. Multipliziert man dann noch den -blichen Sicherheitsfaktor von 2.5 nach DIN VDE 0160 (empfohlen für Netze mit großen Leistungen und möglichen transienten Überspannungen) dazu, kommt man auf ca. 10800V, welchen ein Schalterpol (Thyristor) standhalten muß. Es ergeben sich folgende Möglichkeiten für die Topologie:

1. Möglichkeit

Es wird nur 1 Thyristor pro Phase verwendet, der 150 kA einschalten und 10.8 kV blockieren muß: Diese Möglichkeit ist nicht realisierbar, weil ein Hochspannungsthyristor dieser Spannungsklasse im eingeschalteten Zustand derartig hochohmig ist, dass er die hohen geforderten Ströme nicht auch nur annähernd überleben kann.

2. Möglichkeit

Es werden 3 Halbleiter in Serie pro Phase geschaltet, welche also 150 kA einschalten, aber nur noch >3.6 kV blockieren können m-ssen. Notwendig sind also insgesamt 9 Thyristoren. Was diese Anforderungen betrifft, konnten in einer umfangreichen Recherche (Kap. 5) keine passenden Typen gefunden werden, die den Einschaltstrom (effektive 150 kA + induktives Überschwingen) für 2 ms führen können, ohne zerstört zu werden.

3. Möglichkeit

3 Thyristoren arbeiten parallel in jeder Phase. Es ergibt sich als Forderung, daß jeder Thyristor >50 kA einschalten und 10.8 kV blockieren muß. Es werden also wieder 9 Stück verwendet. Auch hier konnten keine Typen gefunden werden, welche diese Spannungs- und Stromanforderungen abdecken.

4. Möglichkeit

Die Verwendung von 9 Stück pro Phase (3 seriell x 3 parallel), also insgesamt 27 Halbleitern (>50 kA, >3.6 kV) wäre grundsätzlich denkbar, scheitert aber hauptsächlich an den Kosten und dem Aufwand.

5. Möglichkeit

Hier wird die Tatsache ausgen-tzt, daß nie die volle Strom- und Spannungsanforderung gleichzeitig auftreten kann. Es werden 3 Thyristoren pro Phase verwendet (insgesamt 9), welche je nach Bedarf seriell oder parallel geschaltet werden (>50 kA, >3.6 kV).

3.2. Darstellung der möglichen Topologie

Die bereits vorgestellte 5. Möglichkeit stellt also die einzig realistische Lösung dar. Die Idee hierzu stammt von Hrn. Projektleiter DI Brauner. Jeweils 4 Teilspulen werden pro Phase an einen Schaltkontakt (4 x 1, 2 x 2 oder 1 x 4) gelegt, um dann mit den anderen beiden 4-er-Blöcken parallel oder in Serie geschaltet zu werden. So ergeben sich wieder alle 6 Schaltungsmöglichkeiten. Die Tabelle 3.1 zeigt die Anforderungen in den einzelnen Schaltungen, wobei sowohl beim Strom als auch bei der Spannung jeweils mit dem größten vorkommenden Wert zu rechnen ist.

Tabelle 3.1. Gemilderte Anforderungen an die Thyristoren bei Topologie 5

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Die Ströme in der Tabelle sagen aus, dass z. B. mit einem Thyristor 50 kA oder mit 3 Stück 150 kA Effektivstrom in dieser Schaltung erzielt werden, nicht, dass ein Halbleiter tatsächlich diesen Effektivstrom führen muß. Zur Berechnung des Stromverlaufes siehe Kap. 8. Das „>“- Zeichen deutet an, dass 100%ige Spannungs- oder Stromaufteilung nicht gewährleistet werden kann. Die geforderten Spannungswerte sind praktisch die UDRM-Werte der Thyristoren, wobei der nötige Sicherheitsfaktor 2.5 und sämtliche Stellungsvarianten der beiden Transformatoren M 850 und NH 150 schon eingerechnet sind.

Benötigt werden 9 Schaltkontakte, was die Verwendung von 3 Stück 3-phasigen Vakuumschaltern nahe legt.

Man kann eine „Stroml-cke“ bei Schaltung 3 erkennen, wo man sich auf 50 kA beschränken muß (sonst unverhältnismäßig größerer Strom in einem Thyristor/Schalterpol), obwohl der Transformator leistungsmäßig noch lange nicht voll belastet ist: Wenn man sich jedoch die spannungsmäßigen Möglichkeiten aller Stellungsvarianten ansieht (Tabelle 1.4), wird man erkennen, dass diese L-cke vollständig durch Schaltung 2 und 4 geschlossen werden kann, weil sich deren Spannungsbereiche überlappen.

Abbildung 3.1 zeigt die Topologie für nur eine Phase in Parallelschaltung, Abb. 3.2 in Serienschaltung. Man sieht, dass die Last sowohl in Stern-, als auch in Dreieckschaltung angeschlossen werden kann. Abbildung 3.1 zeigt den schlimmsten Fall in bezug auf den Strom, Abb. 3.2 in bezug auf die Spannung.

Hierbei ist es notwendig, bei dreiphasigen Prüfungen die Polarität der Halbleiter in zwei Phasen gleich und in der dritten umgekehrt zu wählen, so daß für den Strom beim Einschalten sowohl ein Hin- als auch ein R-ckleiter vorhanden ist. Außerdem muß in der richtigen Halbwelle gez-ndet werden. Das bedeutet aber keine Einschränkung für eine Prüfung, hat man ja durch Vertauschen der drei Phasen wieder alle Möglichkeiten offen. Bei zweiphasigen Prüfungen wird dementsprechend eine Phase als Hin- und eine Phase als R-ckleiter verwendet.

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Abb. 3.1. Topologie 5, Parallelschaltung (Darstellung einer Phase)

Ein Schalterpol S besteht aus dem mechanischen Kontakt, dem Thyristor und dessen Schutzbeschaltung (R und RC-Glied). Bei der Parallelschaltung muß ein Schalterpol S nur etwas mehr als 1/3 des Gesamtstromes einschalten, weil sich der Strom auf 3 Kontakte in jeder Phase aufteilt. Dadurch werden die Anforderungen erheblich gemildert. Eine perfekte Stromaufteilung kann nicht erreicht werden, daher m-ssen die Schalterpole etwas überdimensioniert sein.

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Abb. 3.2. Topologie 5, Serienschaltung (Darstellung einer Phase)

Bei der Serienschaltung teilt sich die Sperr- und Blockierspannung auf jeweils drei Schalterpole in jeder Phase auf. Auch hier ist Überdimensionierung notwendig, weil es trotz Schutzbeschaltung keine Garantie dafür gibt, daß sich die Sperrspannung sowie eventuelle Überspannungsspitzen gleichmäßig auf die Halbleiter aufteilen. Zur Berechnung der zudem unbedingt erforderlichen Schutzbeschaltungen siehe Kapitel 11.

Die beiden gezeigten Schaltungsvarianten scheinen das Konzept erst zu ermöglichen.

Es ergibt sich darüber hinaus noch ein zusätzlicher Vorteil: Durch die nur teilweise Verwendung des dielektrisch schwachen Umschaltger-stes bis 4 Teilspannungen kann auch über diese jetzige Grenze hinaus mit Schaltung 6 und 12 gearbeitet werden, weil erst nach dem Schalter die Serienschaltung der 3 Teilblöcke erfolgt und die Isolierstrecken des Ger-stes niemals die volle Spannung sehen. Mit diesem Konzept kann also, wie man sieht, der gesamte Spannungsbereich des Transformators NH 150 voll abgedeckt werden! Ein Nachteil ist die Notwendigkeit der Zerschneidung des Umschaltger-stes. Es ist auch auf die Kräfte zu achten, die darauf bei Stromfluß wirken.

4. Mechanische Schalter

4.1. Daten heute erhältlicher mechanischer Schalter

Aufgrund der hier vorliegenden Strom- und Spannungsanforderungen (siehe Kap. 2) werden 3-phasige Vakuumleistungs- und Vakuumgeneratorschalter für Mittelspannung benötigt. Es konnten insgesamt 4 in Frage kommende ABB- und Alstom-Typen gefunden werden.

Tabelle 4.1.1. Heute erhältliche Vakuumschalter und ihre Eckdaten

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Mit den Firmen wurde Kontakt hergestellt, um Informationen zu erhalten. Nicht alle Punkte konnten abgeklärt werden. Bez-glich der Isolationsspannung gibt es keine Probleme, wie man leicht ersehen kann, außer bei den NS-Schaltern 3WN1 und 3WN6 der Fa. Siemens, welche hier gar nicht aufgelistet sind, weil sie nicht in Frage kommen.

Der Bemessungskurzschlusseinschaltstrom wird als Spitzenwert des einschwingenden Stromes durch einen Pol verstanden (Stromverlauf siehe Kap.3). Es sind aber nur sehr begrenzte Einschaltspiele mit diesem hohen Strom erreichbar, weil dieser Wert sich nicht auf einen Betriebsfall, sondern auf einen Kurzschlussfall von 3 s Dauer bezieht. Daher ist die wirkliche Belastbarkeit viel geringer. Überlegung: Bei 150 kA Effektivstrom kann der Spitzenwert über 370 kA betragen, was selbst bei idealer Stromaufteilung auf die 3 Pole noch zu 125 kA Spitzenstrom pro Pol führt. Bei dieser Überlegung scheiden also die beiden ersten Leistungsschalter (leider) schon aus!

4.2. Auswahl eines geeigneten Schalters

ABB VD4-12

Nicht alle Informationen sind vorhanden. Der VD4-12 ist die kostengünstigste Variante, der Hersteller traut ihm aber die geforderten Ströme (u. a. auch mit Sorge um die Stromaufteilung) nicht zu. Informationen bzgl. Einschaltpräzision (Eigenzeit und deren Streuung) konnten trotz mehrmaliger Nachfrage nicht in Erfahrung gebracht werden.

Alstom VA 12512/12-2

Der Hersteller und der Autor raten von der Verwendung dieses Typs ab wegen der zu niedrigen Strombelastbarkeit. Das spricht auch gegen den vergleichbaren ABB-Typen VD4-12.

Alstom VAH 12-63-12-27/12-2

Dieser Generatorschalter weist deutlich höhere Überlastfähigkeit auf als der billigere Alstom VA 12512/12-2. Aufgrund der Ähnlichkeit mit dem Modell VAH 12-63-40-27/12-2 kann angenommen werden, daß die Präzision der Eigenzeit, also deren Streuung ähnlich gering anzunehmen ist.

Alstom VAH 12-63-40-27/12-2

Als auf die benötigte Präzision bzgl. Eigenzeit hingewiesen wurde, wurde dieser Generatorschalter erstmals vom Hersteller angeboten und näher beschrieben. Über diesen Typen sind die meisten Daten bekannt, er ist aber auch der teuerste. Der Hersteller sichert in einem Fax an den Autor zu, dass die Streuung der Einschalteigenzeit <1ms bei einer dementsprechend steilen Flanke der Betätigungsspannung (110V DC) ist. Auch die Ungleichzeitigkeit beim Einschalten der 3 Pole ist <1ms. Daraus kann geschlossen werden, dass die maximale Streuung für jeden Pol bei 2ms (Summe) liegt. Voraussetzung dafür ist natürlich eine Betätigungsspannung von 110 VDC.

Die relativ hohe Induktivität dieses Alstom Generatorschalters wird zum Großteil durch eine absichtlich angebrachte Spule verursacht, welche dem Ausschalten hoher KS-Ströme dient. Diese ist im Falle des hybriden Synchroneinschaltgerätes kontraproduktiv und kann überbrückt werden ® In einer Sonderanfertigung ohne Spule bleibt die (weitaus kleinere) Schleifeninduktivität des Aufbaus aber erhalten.

Der Preis ist sehr hoch, eine nähere Betrachtung ergibt jedoch, daß dieser Typ wohl als einziger wirklich geeignet ist, die Anforderungen abzudecken, weil bei einem Effektivstrom von 60 kA pro Schaltpol (Ungleiche Aufteilung der 150 kA) der Momentanwert nach dem Einschalten bis 145 kA pro Pol betragen kann. Dieser Schalter stellt gewissermaßen die Ausgangsbasis für die weiteren Berechnungen dar, weil nur er nach heutigem Stand in Frage kommt.

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